《通信原理》樊昌信-第六版

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1、1 通信原理第9章模擬信號的數(shù)字傳輸 2 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸 l 9.1 引言n數(shù)字化3步驟：抽樣、量化和編碼抽 樣 信 號抽 樣 信 號量 化 信 號 t011 011 011100 100 100 100 編 碼 信 號 3 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸l 9.2 模擬信號的抽樣n 9.2.1 低通模擬信號的抽樣定理p抽樣定理：設(shè)一個連續(xù)模擬信號m(t)中的最高頻率 fH，則以間隔時間為T 1/2fH的周期性沖激脈沖對它抽樣時，m(t)將被這些抽樣值所完全確定?！咀C】設(shè)有一個最高頻率小于fH的信號m(t) 。將這個信號和周期性單位沖激脈沖 T(t)相乘，其重復(fù)周期為T，重復(fù)頻率為fs =

2、 1/T。乘積就是抽樣信號，它是一系列間隔為T 秒的強度不等的沖激脈沖。這些沖激脈沖的強度等于相應(yīng)時刻上信號的抽樣值。現(xiàn)用ms(t) = m(kT)表示此抽樣信號序列。故有用波形圖示出如下：)()()( ttmtm Ts 4 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸(a)m(t) (e)ms(t)(c)T(t)0-3T -2T -T T 2T 3T 5 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸令M(f)、(f)和Ms(f)分別表示m(t)、T(t)和ms(t)的頻譜。按照頻率卷積定理，m(t)T(t)的傅里葉變換等于M(f)和(f)的卷積。因此，ms(t)的傅里葉變換Ms(f)可以寫為：而(f)是周期性單位沖激脈沖的頻譜，它

3、可以求出等于：式中，將上式代入 M s(f)的卷積式，得到)()()( ffMfMs n snffTf )(1)( Tfs /1 n ss nfffMTfM )()(1)( 6 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸上式中的卷積，可以利用卷積公式：進行計算，得到上式表明，由于M(f - nf s)是信號頻譜M(f)在頻率軸上平移了nfs的結(jié)果，所以抽樣信號的頻譜Ms(f)是無數(shù)間隔頻率為fs的原信號頻譜M(f)相疊加而成。 用頻譜圖示出如下： n ss nfffMTfM )()(1)( )()()()()( tfdtfttf )(1)()(1)( sn ss nffMTnfffMTfM 7 第9章模擬信號的

4、數(shù)字傳輸ffs 1/T 2/T0-1/T-2/T (f) f-fH fH0 fs|Ms(f)|-fH fH f|M(f)| 8 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸因為已經(jīng)假設(shè)信號m(t)的最高頻率小于fH，所以若頻率間隔fs 2fH，則Ms(f)中包含的每個原信號頻譜M(f)之間互不重疊，如上圖所示。這樣就能夠從Ms(f)中用一個低通濾波器分離出信號m(t)的頻譜M(f)，也就是能從抽樣信號中恢復(fù)原信號。這里，恢復(fù)原信號的條件是：即抽樣頻率fs應(yīng)不小于fH的兩倍。這一最低抽樣速率2fH稱為奈奎斯特速率。與此相應(yīng)的最小抽樣時間間隔稱為奈奎斯特間隔。 Hs ff 2 9 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸恢復(fù)原信號的

5、方法：從上圖可以看出，當fs 2fH時，用一個截止頻率為fH的理想低通濾波器就能夠從抽樣信號中分離出原信號。從時域中看，當用抽樣脈沖序列沖激此理想低通濾波器時，濾波器的輸出就是一系列沖激響應(yīng)之和，如下圖所示。這些沖激響應(yīng)之和就構(gòu)成了原信號。理想濾波器是不能實現(xiàn)的。實用濾波器的截止邊緣不可能做到如此陡峭。所以，實用的抽樣頻率f s必須比2fH 大一些。例如，典型電話信號的最高頻率通常限制在3400 Hz，而抽樣頻率通常采用8000 Hz。t 10 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸n 9.2.2 帶通模擬信號的抽樣定理設(shè)帶通模擬信號的頻帶限制在fL和fH之間，如圖所示。即其頻譜最低頻率大于fL，最高頻率小

6、于fH，信號帶寬B = fH fL?？梢宰C明，此帶通模擬信號所需最小抽樣頻率fs等于式中，B 信號帶寬； n 商(f H / B)的整數(shù)部分，n =1，2，； k 商(fH / B)的小數(shù)部分，0 k 1。按照上式畫出的fs和fL關(guān)系曲線示于下圖： fH f0 fL-fL-fH)1(2 nkBfs 11 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸由于原信號頻譜的最低頻率fL和最高頻率fH之差永遠等于信號帶寬B，所以當0 fL B時，有B fH 2B。這時n = 1，而上式變成了fs = 2B(1 + k)。故當k從0變到1時，fs從2B變到4B，即圖中左邊第一段曲線。當fLB時，fH2B，這時n = 2。故當k

7、0時，上式變成了fs = 2B，即fs從4B跳回2B。當B fL 2B時，有2B fH 0.183時，應(yīng)按A律對數(shù)曲線段的公式計算x值。此時，由下式可以推出x的表示式： 按照上式可以求出在此曲線段中對應(yīng)各轉(zhuǎn)折點縱坐標y的橫坐標值。當用A = 87.6代入上式時，計算結(jié)果見下表 yyyA Ax 1616.87 6.87ln1ln1 xAAAxy lnln1 11ln.1 ln1 )ln(lnln1 ln1 eAxAxy )ln(1ln eAyx yeAx 11 42 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸 從表中看出，13折線法和A = 87.6時的A律壓縮法十分接近。I 8 7 6 5 4 3 2 1 0y

8、 =1-i/8 0 1/8 2/8 3/8 4/8 5/8 6/8 7/8 1A律 的x值 0 1/128 1/60.6 1/30.6 1/15.4 1/7.79 1/3.93 1/1.98 113折 線 法 的x=1/2i 0 1/128 1/64 1/32 1/16 1/8 1/4 1/2 1折 線 段 號 1 2 3 4 5 6 7 8折 線 斜 率 16 16 8 4 2 1 1/2 1/4 43 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸u 壓縮律和15折線壓縮特性在A律中，選用A等于87.6有兩個目的： 1）使曲線在原點附近的斜率等于16，使16段折線簡化成僅有13段； 2）使在13折線的轉(zhuǎn)折點上A

9、律曲線的橫坐標x值接近1/2i (i = 0, 1, 2, , 7)，如上表所示。若僅為滿足第二個目的，則可以選用更恰當?shù)腁值。由上表可見，當僅要求滿足x = 1/2i時，y = 1 i/8，則將此條件代入式得到： yeAx 11 8/8/11 1121 iii eAeA ii eA 8/12 ,28/1 eA 25628 eA 44 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸因此，求出將此A值代入下式，得到：若按上式計算，當x = 0時，y ；當y = 0時，x = 1/28。而我們的要求是當x = 0時，y = 0，以及當x = 1時，y = 1。為此，需要對上式作一些修正。在律中，修正后的表示式如下：由上

10、式可以看出，它滿足當x = 0時，y = 0；當x = 1時，y = 1。但是，在其他點上自然存在一些誤差。不過，只在小電壓(x Iw , ci =1Is Iw , ci = 0 c1, c2, c3Is Iw輸 入 信 號抽 樣 脈 沖 54 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸量 化 值 c1 c2 c30 0 0 01 0 0 12 0 1 03 0 1 14 1 0 05 1 0 16 1 1 07 1 1 1 55 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸因此，若按照“四舍五入”原則編碼，則此編碼器能夠?qū)?-0.5至+7.5之間的輸入抽樣值正確編碼。由此表可推知，用于判定c1值的權(quán)值電流Iw=3.5，即若抽樣值

11、Is 3.5，則比較器輸出c1 = 1。c1除輸出外，還送入記憶電路暫存。 第二次比較時，需要根據(jù)此暫存的c1值，決定第二個權(quán)值電流值。若c1 = 0，則第二個權(quán)值電流值Iw = 1.5；若c1 = 1，則Iw = 5.5。第二次比較按照此規(guī)則進行：若Is Iw，則c2 = 1。此c2值除輸出外，也送入記憶電路。在第三次比較時，所用的權(quán)值電流值須根據(jù)c1 和c2的值決定。例如，若c1 c2 = 0 0，則Iw = 0.5；若c1 c2 = 1 0，則Iw = 4.5；依此類推。 56 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸n 9.5.2 自然二進制碼和折疊二進制碼u在上表中給出的是自然二進制碼。電話信號還常

12、用另外一種編碼 折疊二進制碼?，F(xiàn)以4位碼為例，列于下表中： 量 化 值 序 號 量 化 電 壓 極 性 自 然 二 進 制 碼 折 疊 二 進 制 碼1514131211109 8 正 極 性 11111110110111001011101010011000 1111111011011100101110101001100076543210 負 極 性 01110110010101000011001000010000 00000001001000110100010101100111 57 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸u折疊碼的優(yōu)點p因為電話信號是交流信號，故在此表中將16個雙極性量化值分成兩部分。第

13、0至第7個量化值對應(yīng)于負極性電壓；第8至第15個量化值對應(yīng)于正極性電壓。顯然，對于自然二進制碼，這兩部分之間沒有什么對應(yīng)聯(lián)系。但是，對于折疊二進制碼，除了其最高位符號相反外，其上下兩部分還呈現(xiàn)映像關(guān)系，或稱折疊關(guān)系。這種碼用最高位表示電壓的極性正負，而用其他位來表示電壓的絕對值。這就是說，在用最高位表示極性后，雙極性電壓可以采用單極性編碼方法處理，從而使編碼電路和編碼過程大為簡化。 58 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸p折疊碼的另一個優(yōu)點是誤碼對于小電壓的影響較小。例如，若有1個碼組為1000，在傳輸或處理時發(fā)生1個符號錯誤，變成0000。從表中可見，若它為自然碼，則它所代表的電壓值將從8變成0，誤

14、差為8；若它為折疊碼，則它將從8變成7，誤差為1。但是，若一個碼組從1111錯成0111，則自然碼將從15變成7，誤差仍為8；而折疊碼則將從15錯成為0，誤差增大為15。這表明，折疊碼對于小信號有利。由于語音信號小電壓出現(xiàn)的概率較大，所以折疊碼有利于減小語音信號的平均量化噪聲。 u在語音通信中，通常采用8位的PCM編碼就能夠保證滿意的通信質(zhì)量。 59 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸u碼位排列方法p在13折線法中采用的折疊碼有8位。其中第一位c1表示量化值的極性正負。后面的7位分為段落碼和段內(nèi)碼兩部分，用于表示量化值的絕對值。其中第2至4位(c2 c3 c4)是段落碼，共計3位，可以表示8種斜率的段落

15、；其他4位(c5 c8)為段內(nèi)碼，可以表示每一段落內(nèi)的16種量化電平。段內(nèi)碼代表的16個量化電平是均勻劃分的。所以，這7位碼總共能表示2 7 128種量化值。在下面的表中給出了段落碼和段內(nèi)碼的編碼規(guī)則。 60 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸p段落碼編碼規(guī)則段 落 序 號 段 落 碼c2 c3 c4 段 落 范 圍（ 量 化 單 位 ）8 1 1 1 102420487 1 1 0 51210246 1 0 1 2565125 1 0 0 1282564 0 1 1 641283 0 1 0 3264 2 0 0 1 16321 0 0 0 016 61 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸p段內(nèi)碼編碼規(guī)則：量

16、化 間 隔 段 內(nèi) 碼c5 c6 c7 c815 1 1 1 114 1 1 1 014 1 1 0 112 1 1 0 011 1 0 1 110 1 0 1 09 1 0 0 1 8 1 0 0 07 0 1 1 16 0 1 1 05 0 1 0 14 0 1 0 03 0 0 1 12 0 0 1 01 0 0 0 10 0 0 0 0 62 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸p在上述編碼方法中，雖然段內(nèi)碼是按量化間隔均勻編碼的，但是因為各個段落的斜率不等，長度不等，故不同段落的量化間隔是不同的。其中第1和2段最短，斜率最大，其橫坐標x的歸一化動態(tài)范圍只有1/128。再將其等分為16小段后，每一

17、小段的動態(tài)范圍只有(1/128) (1/16) = 1/2048。這就是最小量化間隔,后面將此最小量化間隔(1/2048)稱為1個量化單位。第8段最長，其橫坐標x的動態(tài)范圍為1/2。將其16等分后，每段長度為1/32。假若采用均勻量化而仍希望對于小電壓保持有同樣的動態(tài)范圍1/2048，則需要用11位的碼組才行?，F(xiàn)在采用非均勻量化，只需要7位就夠了。 p典型電話信號的抽樣頻率是8000 Hz。故在采用這類非均勻量化編碼器時，典型的數(shù)字電話傳輸比特率為64 kb/s。 63 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸n 9.5.3 電話信號的編譯碼器u編碼器原理方框圖 p上圖給出了用于電話信號編碼的13折線折疊碼的

18、量化編碼器原理方框圖。此編碼器給出8位編碼c1至c8。c1為極性碼，其他位表示抽樣的絕對值。 64 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸p比較此電話信號編碼器的方框圖和前面的原理方框圖可見，其主要區(qū)別有兩處：輸入信號抽樣值經(jīng)過一個整流器，它將雙極性值變成單極性值，并給出極性碼c1。在記憶電路后接一個7/11變換電路。其功能是將7位的非均勻量化碼變換成11位的均勻量化碼，以便于恒流源能夠按照圖的原理產(chǎn)生權(quán)值電流。 p下面將用一個實例作具體說明。 65 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸u【例】設(shè)輸入電話信號抽樣值的歸一化動態(tài)范圍在-1至+1之間，將此動態(tài)范圍劃分為4096個量化單位，即將1/2048作為1個量化單位。

19、當輸入抽樣值為+1270個量化單位時，試用逐次比較法編碼將其按照13折線A律特性編碼?！窘狻吭O(shè)編出的8位碼組用c1 c2 c3 c4 c5 c6 c7 c8表示，則：1) 確定極性碼c1：因為輸入抽樣值+1270為正極性，所以c 1 = 1。2) 確定段落碼c2 c3 c4：由段落碼編碼規(guī)則表可見，c2值決定于信號抽樣值大于還是小于128，即此時的權(quán)值電流Iw128?，F(xiàn)在輸入抽樣值等于1270，故c21。在確定c21后，c3決定于信號抽樣值大于還是小于512，即此時的權(quán)值電流Iw512。因此判定c31。 66 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸同理，在c2 c311的條件下，決定c4的權(quán)值電流Iw102

20、4。將其和抽樣值1270比較后，得到c41。這樣，就求出了c2 c3 c4111，并且得知抽樣值位于第8段落內(nèi)。 67 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸3) 確定段內(nèi)碼c5 c6 c7 c8：段內(nèi)碼是按量化間隔均勻編碼的，每一段落均被均勻地劃分為16個量化間隔。但是，因為各個段落的斜率和長度不等，故不同段落的量化間隔是不同的。對于第8段落，其量化間隔示于下圖中。由編碼規(guī)則表可見，決定c5等于“1”還是等于“0”的權(quán)值電流值在量化間隔7和8之間，即有Iw = 1536?，F(xiàn)在信號抽樣值Is = 1270，所以c5=0。同理，決定c6值的權(quán)值電流值在量化間隔3和4之間，故I w = 1280，因此仍有Is

21、Iw，所以c7=1。最后，決定c8值的權(quán)值電流Iw = 1216，仍有Is Iw，所以c8=1。抽 樣 值12701024 1536 20481152 12800 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 151216 68 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸這樣編碼得到的8位碼組為c1 c2 c3 c4 c5 c6 c7 c8 11110011，它表示的量化值應(yīng)該在第8段落的第3間隔中間，即等于(1280-1216)/2 = 1248（量化單位）。將此量化值和信號抽樣值相比，得知量化誤差等于1270 1248 = 22（量化單位）。順便指出，除極性碼外，若用自然二進制碼表示此折

22、疊二進制碼所代表的量化值（1248），則需要11位二進制數(shù)（10011100000）。 69 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸n逐次比較法譯碼原理 u下圖所示編碼器中虛線方框內(nèi)是本地譯碼器，而接收端譯碼器的核心部分原理就和本地譯碼器的原理一樣。 u在此圖中，本地譯碼器的記憶電路得到輸入c7值后，使恒流源產(chǎn)生為下次比較所需要的權(quán)值電流Iw。在編碼器輸出c8值后，對此抽樣值的編碼已經(jīng)完成，所以比較器要等待下一個抽樣值到達，暫不需要恒流源產(chǎn)生新的權(quán)值電流。 70 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸u在接收端的譯碼器中，仍保留本地譯碼器部分。由記憶電路接收發(fā)送來的碼組。當記憶電路接收到碼組的最后一位c8后，使恒流源再產(chǎn)

23、生一個權(quán)值電流，它等于最后一個間隔的中間值。在上例中，此中間值等于1248。由于編碼器中的比較器只是比較抽樣的絕對值，本地譯碼器也只是產(chǎn)生正值權(quán)值電流，所以在接收端的譯碼器中，最后一步要根據(jù)接收碼組的第一位c1值控制輸出電流的正負極性。在下圖中示出接收端譯碼器的基本原理方框圖。 c2 c8 記 憶 電 路 7/11變 換 恒 流 源 極 性 控 制c1 譯 碼 輸 出 71 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸n 9.5.4 PCM系統(tǒng)中噪聲的影響 PCM系統(tǒng)中的噪聲有兩種：量化噪聲和加性噪聲。下面將先分別對其討論，再給出考慮兩者后的總信噪比。u加性噪聲的影響p錯碼分析：通常僅需考慮在碼組中有一位錯碼的情

24、況，因為在同一碼組中出現(xiàn)兩個以上錯碼的概率非常小，可以忽略。例如，當誤碼率為Pe = 10-4時，在一個8位碼組中出現(xiàn)一位錯碼的概率為P 1 = 8Pe 8 10-4，而出現(xiàn)2位錯碼的概率為所以P2 P1?，F(xiàn)在僅討論白色高斯加性噪聲對均勻量化的自然碼的影響。這時，可以認為碼組中出現(xiàn)的錯碼是彼此獨立的和均勻分布的。7242282 108.2)10(278 ePCP 72 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸設(shè)碼組的構(gòu)成如下圖所示，即碼組長度為N 位，每位的權(quán)值分別為20，21，2N-1。 73 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸p一位錯碼的影響：設(shè)量化間隔為v，則第i 位碼元代表的信號權(quán)值為2i-1 v。若該位碼元發(fā)

25、生錯誤，由“0”變成“1”或由“1”變成“0”，則產(chǎn)生的權(quán)值誤差將為+2i -1v 或 -2i -1v。由于已假設(shè)錯碼是均勻分布的，若一個碼組中有一個錯誤碼元引起的誤差電壓為Q，則一個錯誤碼元引起的該碼組誤差功率的（統(tǒng)計）平均值將等于由于錯碼產(chǎn)生的平均間隔為1/P e個碼元，每個碼組包含N個碼元，所以有錯碼碼組產(chǎn)生的平均間隔為1/NPe個碼組。這相當于平均間隔時間為Ts/NPe?？紤]到此錯碼碼組的平均間隔后，將上式中的誤差功率按時間平均，得到誤差功率的時間平均值為 Ni Ni NNii vNvNNvvNQE 1 1 2222212212 323 12)2(21 74 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸E

26、tQ2 = (NPe)EQ2它的等效誤差電壓為上式的平方根： p加性噪聲功率：假設(shè)發(fā)送端送出的是抽樣沖激脈沖，則接收端也是對抽樣沖激脈沖譯碼。所以誤差電壓（沖激脈沖）的頻譜等于這時，誤差的功率譜密度為：式中 fs 1/Ts 抽樣頻率 2222 3232 vPvNNP eNNe vPQ eNe 2/1232 skTjetjse eQdtekTtQfG )()( 2)()( fGffP Se 75 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸將G(f)值代入上式，得出誤差的功率譜密度經(jīng)過接收端截止頻率為fH的輸出低通濾波器后，輸出加性噪聲功率等于式中 fs = 2fH =1/Ts 2)( ese QffP 2 222

27、2 32232)( seNHeNsff ea T vPfvPfdffPN HH 76 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸u量化誤差的影響雖然上面得出的誤差電壓Qe是因噪聲引起的，但是此式對于任何沖激脈沖都成立。所以，對于量化誤差，也可以從量化誤差功率Nq的公式，仿照上面的分析直接寫出。量化誤差電壓：量化誤差的頻譜：量化誤差的功率譜密度：經(jīng)過低通濾波器后，輸出的量化噪聲功率： 122/1 vNQ qq skTjqtjsqq eQdtekTtQfG )()( 22)()( qsqSq QffGffP 121212)()( 222 vTfvfdffPN sHsff qq HH 77 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸u

28、輸出信號功率在低通濾波前信號（沖激脈沖）的平均功率，上節(jié)已經(jīng)求出為按照上述分析噪聲的方法，同理可得接收端低通濾波后的信號功率是低通濾波前的(1/Ts2)倍，即有輸出信號功率等于最后得到PCM系統(tǒng)的總輸出信噪功率比 式中 M2N aa kk vMdmamS 2220 )(1221 22212 vTMS s eNNeNsseN sqa PPMTvT vP vTMNN SNS )1(22)1(2 2222 22 222 21 2121232 12 78 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸在大信噪比條件下，即當22(N+1)Pe 1時，上式變成S / N 1/(4Pe) 還可以得出輸出信號量噪比等于上式表示，P

29、CM系統(tǒng)的輸出信號量噪比僅和編碼位數(shù)N有關(guān)，且隨N按指數(shù)規(guī)律增大。另一方面，對于一個頻帶限制在fH的低通信號，按照抽樣定理，要求抽樣速率不低于每秒2f H次。對于PCM系統(tǒng)，這相當于要求傳輸速率至少為2NfH b/s。故要求系統(tǒng)帶寬B至少等于NfH Hz。用B表示N代入上式，得到上式表明，當?shù)屯ㄐ盘栕罡哳l率fH給定時，PCM系統(tǒng)的輸出信號量噪比隨系統(tǒng)的帶寬B按指數(shù)規(guī)律增長。Nq MNS 22 2 HfBqNS /22/ 79 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸l 9.6 差分脈沖編碼調(diào)制（DPCM）n 9.6.1 預(yù)測編碼簡介u預(yù)測編碼的目的：降低編碼的比特率u預(yù)測編碼原理：在預(yù)測編碼中，先根據(jù)前幾個抽

30、樣值計算出一個預(yù)測值，再取當前抽樣值和預(yù)測值之差。將此差值編碼并傳輸。此差值稱為預(yù)測誤差。由于抽樣值及其預(yù)測值之間有較強的相關(guān)性，即抽樣值和其預(yù)測值非常接近，使此預(yù)測誤差的可能取值范圍，比抽樣值的變化范圍小。所以，可以少用編碼比特來對預(yù)測誤差編碼，從而降低其比特率。此預(yù)測誤差的變化范圍較小，它包 含的冗余度也小。這就是說，利用減小冗余度的辦法，降低了編碼比特率。 80 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸u線性預(yù)測原理：若利用前面的幾個抽樣值的線性組合來預(yù)測當前的抽樣值，則稱為線性預(yù)測。若僅用前面的1個抽樣值預(yù)測當前的抽樣值，則就是將要討論的DPCM。 u線性預(yù)測編碼原理方框圖假定量化器的量化誤差為零，即

31、e k = rk，則由此圖可見：上式表示mk*就等于mk。所以，可以把mk*看作是帶有量化誤差的抽樣信號mk。(b) 譯 碼 器譯 碼 預(yù) 測 mk*rk(a) 編 碼 器預(yù) 測量 化 編 碼抽 樣 mk mk*m(t) mk ek rk kkkkkkkkk mmmmmemrm * 81 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸預(yù)測器的輸出和輸入關(guān)系由下列線性方程式?jīng)Q定：式中p 預(yù)測階數(shù)， ai 預(yù)測系數(shù)。上式表明，預(yù)測值mk 是前面p個帶有量化誤差的抽樣信號值的加權(quán)和。由方框圖可見，編碼器中預(yù)測器輸入端和相加器的連接電路和譯碼器中的完全一樣。故當無傳輸誤碼時，即當編碼器的輸出就是譯碼器的輸入時，這兩個相加器

32、的輸入信號相同，即r k = rk。所以，此時譯碼器的輸出信號mk* 和編碼器中相加器輸出信號mk*相同，即等于帶有量化誤差的信號抽樣值mk。 pi ikik mam 1 * 82 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸n 9.6.2差分脈沖編碼調(diào)制(DPCM)的原理及性能u DPCM原理在DPCM中，只將前1個抽樣值當作預(yù)測值，再取當前抽樣值和預(yù)測值之差進行編碼并傳輸。這相當于在下式中，p = 1，a1 = 1，故sk = sk-1*。這時，上圖中的預(yù)測器就簡化成為一個延遲電路，其延遲時間為1個抽樣間隔時間T s。在下圖中畫出了DPCM系統(tǒng)的原理方框圖。 pi ikik mam 1 * 83 第9章模擬信

33、號的數(shù)字傳輸為了改善DPCM體制的性能，將自適應(yīng)技術(shù)引入量化和預(yù)測過程，得出自適應(yīng)差分脈碼調(diào)制(ADPCM ) 體制。它能大大提高信號量噪比和動態(tài)范圍。 (b) 譯 碼 器譯 碼 延 遲Ts 延 遲量 化 編 碼抽 樣 Ts(a) 編 碼 器 84 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸u DPCM系統(tǒng)的量化誤差（量化噪聲） DPCM系統(tǒng)的量化誤差qk定義為編碼器輸入模擬信號抽樣值mk與量化后帶有量化誤差的抽樣值mk*之差：設(shè)預(yù)測誤差ek的范圍是(+, -)，量化器的量化電平數(shù)為M，量化間隔為v，則有在下圖中畫出，當M = 4時， v和M之間關(guān)系的示意圖。 kkkkkkkkk rermemmmq )( *

34、vMMv 2 )1(,)1( 2 85 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸由于量化誤差僅為量化間隔的一半，因此預(yù)測誤差經(jīng)過量化后，產(chǎn)生的量化誤差q k在(- v/2, + v/2)內(nèi)。我們假設(shè)此量化誤差qk在(- v/2, + v/2)內(nèi)是均勻分布的。若DPCM編碼器輸出的碼元速率為Nfs，其中fs為抽樣頻率；N = log2M是每個抽樣值編碼的碼元數(shù)，則qk的概率密度f(qk)可以表示為 +- vv0 v M1M2M3M4 vqf k 1)( 86 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸故qk的平均功率可以表示成若我們還假設(shè)此功率平均分布在從0至Nfs的頻率范圍內(nèi)，即其功率譜密度Pq(f)等于則此量化噪聲通過截止頻

35、率為f m的低通濾波器之后，其功率等于： 2/ 2/ 222/ 2/ 22 12)(1)()( vv kkvv kkkk vdqqvdqqfqqE ssq ffNfvfP 0,12 )()( 2 smmqq ffNvffPN 12)( 2 87 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸u信號功率：為了計算信號量噪比，需要知道信號功率由DPCM編碼的原理可知，當預(yù)測誤差ek的范圍限制在(+, -)時，同時也限制了信號的變化速度。這就是說，在相鄰抽樣點之間，信號抽樣值的增減不能超過此范圍。一旦超過此范圍，編碼器將發(fā)生過載，即產(chǎn)生超過允許范圍的誤差。若抽樣點間隔為T 1 / fs，則將限制信號的斜率不能超過 / T

36、。假設(shè)輸入信號是一個正弦波：式中，A 振幅 k 角頻率它的變化速度決定于其斜率：tAtm ksin)( tAdttdm kk cos)( 88 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸上式給出最大斜率等于Ak。為了不發(fā)生過載，信號的最大斜率不應(yīng)超過/T，即所以最大允許信號振幅Amax等于這時的信號功率為將 的值 = (M 1)v / 2 代入上式，得到最后，求出信號量噪比等于sk fTA ksfA max 22 222222max 822 ksks fffAS 22 22222 222 32)1(82 1 k sk s f fvMf fvMS mk sq ff fMNNS 2 32 28 )1(3 89 第9

37、章模擬信號的數(shù)字傳輸l 9.7 增量調(diào)制n 9.7.1 增量調(diào)制原理u增量調(diào)制(M)可以看成是一種最簡單的DPCM。當DPCM系統(tǒng)中量化器的量化電平數(shù)取為2時，DPCM系統(tǒng)就成為增量調(diào)制系統(tǒng)。 90 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸u方框圖p編碼器：預(yù)測誤差e k = mk mk 被量化成兩個電平 + 和 。 值稱為量化臺階。這就是說，量化器輸出信號rk只取兩個值+ 或 。因此，rk可以用一個二進制符號表示。例如，用“1”表示“+”，及用“0”表示“- ”。 mk*延 遲 抽 樣 二 電 平 量 化 m(t) mk ek rkmk 91 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸p譯碼器：譯碼器由“延遲相加電路”組成，

38、它和編碼器中的相同。所以當無傳輸誤碼時，m k* = mk*。延 遲rk mk* 92 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸p實用方案：在實用中，為了簡單起見，通常用一個積分器來代替上述“延遲相加電路”，并將抽樣器放到相加器后面，與量化器合并為抽樣判決器。圖中編碼器輸入信號為m(t)，它與預(yù)測信號m (t)值相減，得到預(yù)測誤差e(t)。預(yù)測誤差e(t)被周期為T s的抽樣沖激序列T(t)抽樣。若抽樣值為負值，則判決輸出電壓+（用“1”代表）；若抽樣值為正值，則判決輸出電壓-（用“0”代表）。 T(t)(a) 編 碼 器 (b)譯 碼 器積 分 器抽 樣 判 決 m(t) e(t) d(t)m(t) 積 分

39、d(t) 低 通 93 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸u波形圖在解調(diào)器中，積分器只要每收到一個“1”碼元就使其輸出升高，每收到一個“0”碼元就使其輸出降低，這樣就可以恢復(fù)出圖中的階梯形電壓。這個階梯電壓通過低通濾波 器平滑后，就得到十分接近編碼器原輸入的模擬信號。輸 出 二 進 制 波 形Ts 94 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸n 9.7.2 增量調(diào)制系統(tǒng)中的量化噪聲u量化噪聲產(chǎn)生的原因p由于編譯碼時用階梯波形去近似表示模擬信號波形，由階梯本身的電壓突跳產(chǎn)生失真。這是增量調(diào)制的基本量化噪聲，又稱一般量化噪聲。它伴隨著信號永遠存在，即只要有信號，就有這種噪聲。 p信號變化過快引起失真；這種失真稱為過載量化

40、噪聲。它發(fā)生在輸入信號斜率的絕對值過大時。 (a) 基 本 量 化 噪 聲e(t) (b) 過 載 量 化 噪 聲 e(t) 95 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸u最大跟蹤斜率設(shè)抽樣周期為Ts，抽樣頻率為fs = 1 / Ts，量化臺階為，則一個階梯臺階的斜率k 為：它是譯碼器的最大跟蹤斜率。當輸入信號斜率超過這個最大值時，將發(fā)生過載量化噪聲。為了避免發(fā)生過載量化噪聲，必須使和fs的乘積足夠大，使信號的斜率不超過這個值。另一方面，值直接和基本量化噪聲的大小有關(guān)，若取值太大，勢必增大基本量化噪聲。所以，用增大f s的辦法增大乘積fs，才能保證基本量化噪聲和過載量化噪聲兩者都不超過要求。實際中增量調(diào)制采

41、用的抽樣頻率fs值比PCM和DPCM的抽樣頻率值都大很多；對于語音信號而言，增量調(diào)制采用的抽樣頻率在幾十千赫到百余千赫。sfTk / 96 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸u起始編碼電平 當增量調(diào)制編碼器輸入電壓的峰-峰值為0或小于 時，編碼器的輸出就成為“1”和“0”交替的二進制序列。因為譯碼器的輸出端接有低通濾波器，故這時譯碼器的輸出電壓為0。只有當輸入的峰值電壓大于/2時，輸出序列才隨信號的變化而變化。故稱/2為增量調(diào)制編碼器的起始編碼電平。 97 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸n 9.7.3增量調(diào)制系統(tǒng)中的量化噪聲 u基本量化噪聲假定系統(tǒng)不會產(chǎn)生過載量化噪聲，只有基本量化噪聲。這樣，圖中的階梯波m

42、(t)就是譯碼積分器輸出波形，而m (t)和m(t)之差就是低通濾波前的量化噪聲e(t)。由圖可知，e(t)隨時間在區(qū)間(-, +)內(nèi)變化。假設(shè)它在此區(qū)間內(nèi)均勻分布，則e(t)的概率分布密度f(e)可以表示為：故e(t)的平均功率可以表示成： eef ,21)( 321)()( 2222 deedeefeteE 98 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸假設(shè)這個功率的頻譜均勻分布在從0到抽樣頻率fs之間，即其功率譜密度P(f)可以近似地表示為：因此，此量化噪聲通過截止頻率為fm的低通濾波器之后，其功率等于：由上式可以看出，此基本量化噪聲功率只和量化臺階與(f L / fs)有關(guān)，和輸入信號大小無關(guān)。 ss

43、 ffffP 0,3)( 2 smmq ffffPN 3)( 2 99 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸u信號量噪比p信號功率：設(shè)輸入信號為式中，A 振幅， k 角頻率，則其斜率由下式?jīng)Q定：此斜率的最大值等于Ak。為了保證不發(fā)生過載，要求信號的最大斜率不超過譯碼器的最大跟蹤斜率?，F(xiàn)在信號的最大斜率為A k, 所以要求上式表明，保證不過載的臨界振幅Amax應(yīng)該等于 即臨界振幅Amax與量化臺階和抽樣頻率fs成正比，與信號角頻率k成反比。這個條件限制了信號的最大功率。 tAtm ksin)( tAdttdm kk cos)( sfTA k k sfA max 100 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸由上式不難導(dǎo)出

44、這時的最大信號功率等于 式中 p最大信號量噪比因此，最大信號量噪比等于 上式表明，最大信號量噪比和抽樣頻率fs的三次方成正比，而和信號頻率fk的平方成反比。 k sfA max 22 222222maxmax 822 ksks fffAS 2/kkf mk smk smsksq ff fff fffffNS 2 32 32222 22max 04.08338 101 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸p DPCM系統(tǒng)和增量調(diào)制系統(tǒng)的信號量噪比比較：在DPCM系統(tǒng)中，若M = 2, N = 1, 則DPCM的信號量噪比將和M的信號量噪比相同。這時，每個抽樣值僅用一位編碼，DPCM系統(tǒng)變成為增量調(diào)制系統(tǒng)。所

45、以，增量調(diào)制系統(tǒng)可以看成是DPCM系統(tǒng)的一個最簡單的特例。 p增量調(diào)制系統(tǒng)用于對語音編碼時，要求的抽樣頻率達到幾十kb/s以上，而且語音質(zhì)量也不如PCM系統(tǒng)。為了提高增量調(diào)制的質(zhì)量和降低編碼速率，出現(xiàn)了一些改進方案，例如“增量總和(-)”調(diào)制、壓擴式自適應(yīng)增量調(diào)制等。 mk sq ff fMNNS 2 32 28 )1(3 mk smk smsksq ff fff fffffNS 2 32 32222 22max 04.08338 102 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸l 9.8 時分復(fù)用和復(fù)接n 9.8.1 基本概念u時分多路復(fù)用原理 mi(t) 低 通 1低 通 2 低 通 N 信 道 低 通

46、1低 通 2低 通 N同 步 旋 轉(zhuǎn) 開關(guān) m1(t)m2 (t)m2(t)m1(t) mN (t)mN(t) 103 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸例如，若語音信號用8 kHz的速率抽樣，則旋轉(zhuǎn)開關(guān)應(yīng)每秒旋轉(zhuǎn)8000周。設(shè)旋轉(zhuǎn)周期為Ts秒，共有N 路信號，則每路信號在每周中占用Ts/N 秒的時間。此旋轉(zhuǎn)開關(guān)采集到的信號如下圖所示。每路信號實際上是PAM調(diào)制的信號。 104 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸m1(t)m2(t) 1幀T/N T+T/N 2T+T/N 3T+T/N時 隙 1 旋 轉(zhuǎn) 開 關(guān) 采 集 到 的 信 號信 號 m1(t)的 采 樣信 號 m2(t)的 采 樣 105 第9章模擬信號的

47、數(shù)字傳輸在接收端，若開關(guān)同步地旋轉(zhuǎn)，則對應(yīng)各路的低通濾波器輸入端能得到相應(yīng)路的PAM信號。上述時分復(fù)用基本原理中的機械旋轉(zhuǎn)開關(guān)，在實際電路中是用抽樣脈沖取代的。因此，各路抽樣脈沖的頻率必須嚴格相同，而且相位也需要有確定的關(guān)系，使各路抽樣脈沖保持等間隔的距離。在一個多路復(fù)用設(shè)備中使各路抽樣脈沖嚴格保持這種關(guān)系并不難，因為可以由同一時鐘提供各路抽樣脈沖。時分復(fù)用的主要優(yōu)點：便于實現(xiàn)數(shù)字通信、易于制造、適于采用集成電路實現(xiàn)、生產(chǎn)成本較低。 模擬脈沖調(diào)制目前幾乎不再用于傳輸。抽樣信號一般都在量化編碼后以數(shù)字信號的形式 傳輸。故上述僅是時分復(fù)用的基本原理。 106 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸u復(fù)接和分接p

48、復(fù)接：將低次群合并成高次群的過程。在通信網(wǎng)中往往有多次復(fù)用，由若干鏈路來的多路時分復(fù)用信號，再次復(fù)用，構(gòu)成高次群。各鏈路信號來自不同地點，其時鐘（頻率和相位）之間存在誤差。所以在低次群合成高次群時，需要將各路輸入信號的時鐘調(diào)整統(tǒng)一。 p分接：將高次群分解為低次群的過程稱為分接。p目前大容量鏈路的復(fù)接幾乎都是TDM信號的復(fù)接。 p標準：關(guān)于復(fù)用和復(fù)接， ITU對于TDM多路電話通信系統(tǒng)，制定了兩種準同步數(shù)字體系(PDH )和兩種同步數(shù)字體系(SDH )標準的建議。 107 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸n 9.8.2 準同步數(shù)字體系(PDH)u ITU提出的兩個建議：p E體系 我國大陸、歐洲及國際間

49、連接采用p T體系 北美、日本和其他少數(shù)國家和地區(qū)采用， 108 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸層 次 比 特 率 （ Mb/s） 路 數(shù) （ 每 路 64kb/s）E體系 E - 1 2.048 30E - 2 8.448 120E - 3 34.368 480E - 4 139.264 1920E 5 565.148 7680T 體系 T 1 1.544 24T - 2 6.312 96T - 3 32.064（ 日 本 ） 48044.736（ 北 美 ） 672T 4 97.728（ 日 本 ） 1440274.176（ 北 美 ） 4032T 5 397.200（ 日 本 ） 576056

50、0.160（ 北 美 ） 8064 109 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸u E體系的結(jié)構(gòu)圖 130 (30路 64 kb/s) 一 次 群 2.048 Mb/s復(fù) 用設(shè) 備 14路 2.048 Mb/s 二 次 群 8.448 Mb/s二 次 復(fù) 用4 復(fù) 用設(shè) 備 三 次 群 34.368 Mb/s三 次 復(fù) 用復(fù) 用設(shè) 備144路 8.448 Mb/s 五 次 復(fù) 用復(fù) 用設(shè) 備 五 次 群 565.148 Mb/s4路 139.264 Mb/s 四 次 群 139.264 Mb/s復(fù) 用設(shè) 備144路 34.368 Mb/s 四 次 復(fù) 用 110 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸u E體系的速率：

51、p基本層(E-1)：30路PCM數(shù)字電話信號，每路PCM信號的比特率為64 kb/s。由于需要加入群同步碼元和信令碼元等額外開銷(overhead)，所以實際占用32路PCM信號的比特率。故其輸出總比特率為2.048 Mb/s，此輸出稱為一次群信號。 p E-2層：4個一次群信號進行二次復(fù)用，得到二次群信號，其比特率為8.448 Mb/s。p E-3層：按照同樣的方法再次復(fù)用，得到比特率為34.368 Mb/s的三次群信號p E-4層：比特率為139.264 Mb/s。p由此可見，相鄰層次群之間路數(shù)成4倍關(guān)系，但是比特率之間不是嚴格的4倍關(guān)系。 111TS16信 令偶 幀 TS0* 1 A 1

52、 1 1 1 1幀 同 步 碼奇 幀 TS0* 0 0 1 1 0 1 1 話 路 (CH1 CH15) 話 路 (CH16 CH30) 125s 16幀1復(fù) 幀 16幀32個 時 隙F0 F1 F2 F3 F4 F5 F6 F7 F8 F9 F10 F11 F12 F13 F14 F15 8 bit CH30(1 bit = 488.3ns)8 bit(1 bit = 488.3ns)保 留 TS10 TS12 TS14 TS16 TS18TS9 TS11 TS13 TS15 TS17TS4 TS6TS2TS0 TS8TS5 TS7TS3TS1 TS20 TS22 TS28TS26TS24

53、TS30TS19 TS21 TS23 TS29TS27TS25 TS31 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸u E體系的一次群結(jié)構(gòu) 112 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸p 1幀：由于1路PCM電話信號的抽樣頻率為8000 Hz，抽樣周期為125 s，即1幀的時間。p時隙(TS)：將1幀分為32個時隙，每個時隙容納8比特。在32個時隙中，30個時隙傳輸30路語音信號，另外2個時隙可以傳輸信令和同步碼。其中時隙TS0和TS16規(guī)定用于傳輸幀同步碼和信令等信息；其他30個時隙，即TS1TS15和TS17TS31，用于傳輸30路語音抽樣值的8比特碼組。 p時隙TS0的功能：在偶數(shù)幀和奇數(shù)幀不同。規(guī)定在偶數(shù)幀的時隙T

54、S0發(fā)送一次幀同步碼。幀同步碼含7比特，為“0011011”，規(guī)定占用時隙TS0的后7位。時隙TS0的第1位“*”供國際通信用；若不是國際鏈路，則它也可以給國內(nèi)通信用。TS0的奇數(shù)幀留作告警(alarm)等其他用途。在奇數(shù)幀中，TS0第1位“*”的用途和偶數(shù)幀的相同；第2位的“1”用以區(qū)別偶數(shù)幀的“0”，輔助表明其后不是幀同步碼；第3位“A”用于遠端告警，“A”在正常狀態(tài)時為“0”，在告警狀態(tài)時為“1”；第48位保留作維護、性能監(jiān)測等其他用途，在沒有其他用途時，在跨國鏈路上應(yīng)該全為“1” 。 113 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸p時隙TS16的功能：可以用于傳輸信令，但是當無需用于傳輸信令時，它也

55、可以像其他30路一樣用于傳輸語音。信令是電話網(wǎng)中傳輸?shù)母鞣N控制和業(yè)務(wù)信息，例如電話機上由鍵盤發(fā)出的電話號碼信息等。在電話網(wǎng)中傳輸信令的方法有兩種。一種稱為共路信令(CCS)，另一種稱為隨路信令(CAS)。共路信令是將各路信令通過一個獨立的信令網(wǎng)絡(luò)集中傳輸；隨路信令則是將各路信令放在傳輸各路信息的信道中和各路信息一起傳輸。 p在此建議中為隨路信令作了具體規(guī)定。采用隨路信令時，需將16個幀組成一個復(fù)幀，時隙TS16依次分配給各路使用。如圖中第一行所示。 114 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸p在一個復(fù)幀中按照下表共用此信令時隙。在F0幀中，前4個比特“0000”是復(fù)幀同步碼組，后4個比特中“x”為備用，

56、無用時它全置為“1”，“y”用于向遠端指示告警，在正常工作狀態(tài)它為“0”，在告警狀態(tài)它為“1”。在其他幀（F1至F15）中，此時隙的8個比特用于傳送2路信令，每路4比特。由于復(fù)幀的速率是500幀/秒，所以每路的信令傳送速率為2 kb/s。幀 比 特1 2 3 4 5 6 7 8F0 0 0 0 0 x y x XF1 CH1 CH16 F2 CH2 CH17F3 CH3 CH18 F15 CH15 CH30 115 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸n 9.8.3 同步數(shù)字體系(SDH)u SDH基本概念p SDH是針對更高速率的傳輸系統(tǒng)制定出的全球統(tǒng)一的標準。p整個網(wǎng)絡(luò)中各設(shè)備的時鐘來自同一個極精確的

57、時間標準（例如銫原子鐘），沒有準同步系統(tǒng)中各設(shè)備定時存在誤差的問題。 p在SDH中，信息是以“同步傳送模塊(STM)”的信息結(jié)構(gòu)傳送的。一個同步傳送模塊主要由信息有效負荷和段開銷(SOH )組成塊狀幀結(jié)構(gòu)，其重復(fù)周期為125s。按照模塊的大小和傳輸速率不同，SDH分為若干等級。 116 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸u SDH的速率等級 p目前SDH制定了4級標準，其容量（路數(shù)）每級翻為4倍，而且速率也是4倍的關(guān)系，在各級間沒有額外開銷。p STM-1：是基本模塊，包含一個管理單元群(AUG )和段開銷(SOH )。 p STM-N：包含N 個AUG和相應(yīng)的SOH。 等 級 比 特 率 (Mb/s)

58、STM-1 155.52STM-4 622.08STM-16 2488.32STM-64 9953.28 117 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸u PDH體系和SDH體系之間的關(guān)系p通常將若干路PDH接入STM-1內(nèi)，即在155.52Mb/s處接口。這時，PDH信號的速率都必須低于155.52Mb/s，并將速率調(diào)整到155.52上。p例如，可以將63路E-1，或3路E-3，或1路E-4，接入STM-1中。對于T體系也可以作類似的處理。這樣，在SDH體系中，各地區(qū)的PDH體制就得到了統(tǒng)一。 118 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸u PDH和SDH連接關(guān)系圖 指 針 處 理映 射復(fù) 用定 位 調(diào) 整 44.7

59、36 Mb/s34.368 Mb/s1 VC-3 C-3C-4TU-3TUG-33 139.264 Mb/sVC-2VC-12VC-11 C-12C-11C-2TU-11TU-2TU-12TUG-2 347 7 1.544 Mb/s6.312 Mb/s2.048 Mb/sC-n 容 器 -nSTM-N VC-3VC-4AU-4AU-3AUGN 13 119 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸u容器：是一種信息結(jié)構(gòu)。PDH體系的輸入信號首先進入容器C-n，(n = 1 4)。這里，它為后接的虛容器(VC-n)組成與網(wǎng)絡(luò)同步的信息有效負荷。u映射：在SDH網(wǎng)的邊界處，使支路信號與虛容器相匹配的過程。在圖中用

60、細箭頭指出。u在ITU的建議中只規(guī)定有幾種速率不同的標準容器和虛容器。每一種虛容器都對應(yīng)一種容器。 u虛容器：也是一種信息結(jié)構(gòu)。它由信息有效負荷和路徑開銷信息組成幀，每幀長125s或500s。u虛容器有兩種：低階虛容器VC-n (n=1, 2 ,3)；高階虛容器VC-n (n=3, 4)。低階虛容器包括一個容器C-n (n = 1, 2, 3)和低階虛容器的路徑開銷。高階虛容器包括一個容器C-n (n = 3, 4)或者幾個支路單元群（TUG-2或TUG-3），以及虛容器路徑開銷。虛容器的輸出可以進入支路單元TU-n。 120 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸u支路單元TU-n (n=1, 2, 3)

61、：也是一種信息結(jié)構(gòu)，它的功能是為低階路徑層和高階路徑層之間進行適配。它由一信息有效負荷（低階虛容器VC-n）和一個支路單元指針組成。支路單元指針指明有效負荷幀起點相對于高階虛容器幀起點的偏移量。u支路單元群(TUG)：由一個或幾個支路單元組成。后者在高階VC-n有效負荷中占據(jù)不變的規(guī)定的位置。TUG可以混合不同容量的支路單元以增強傳送網(wǎng)絡(luò)的靈活性。例如，一個TUG-2可以由相同的幾個TU-1或一個TU-2組成；一個TUG-3可以由相同的幾個TUG-2或一個TU-3組成。 121 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸u管理單元AU-n (n=3, 4)：也是一種信息結(jié)構(gòu)。它為高階路徑層和復(fù)用段層之間提供適配

62、。管理單元由一個信息有效負荷（高階虛容器）和一個管理單元指針組成。此指針指明有效負荷幀的起點相對于復(fù)用段幀起點的偏移量。 u管理單元有兩種：AU-3和AU-4。AU-4由一個VC-4和一個管理單元指針組成，此指針指明VC-4相對于STM-N幀的相位定位調(diào)整量。AU-3由一個VC-3和一個管理單元指針組成，此指針指明VC-3相對于STM-N幀的相位定位調(diào)整量。在每種情況中，管理單元指針的位置相對于STM-N幀總是固定的。u管理單元群(AUG)：由一個或多個管理單元組成。它在一個STM有效負荷中占據(jù)固定的規(guī)定位置。一個AUG由幾個相同的AU-3或一個AU-4組成。 122 第9章模擬信號的數(shù)字傳輸l 9.9 小結(jié)