裝配圖車用永磁發(fā)電機電子穩(wěn)壓器（驅動和保護電路設計）（開題報告+論文+外文翻譯+文獻綜述+答辯PPT）
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2008 屆本科畢業(yè)設計（論文）
題 目： 車用永磁發(fā)電機電子穩(wěn)壓器（驅動和保護電路設計）
分 院： 電子信息分院
專業(yè)班級： 電子04201
姓 名： 陶偉
學 號： 04305092
指導教師： 劉希真
完成日期： 2008-5-20
2008年畢業(yè)設計答辯,主講人:陶偉指導老師：劉希真畢業(yè)課題：車用永磁發(fā)電機電子穩(wěn)壓器（驅動和保護電路設計）,主要任務,技術指標：1）發(fā)電機轉速：1000～10000r/min;2）輸出直流電壓：14.50.2V;3）最大工作電流：90A；4）過流保護電流：120A;,工作內容：1）總體方案設計；2）設計觸發(fā)電路；3）設計自動穩(wěn)壓電路；4）設置過流保護電路；5）安裝調試；,設計框圖如下,負載，蓄電池充電,,PWM脈寬控制輸出部分,,,,,,,,,,,,永磁發(fā)電機,整流部分,濾波器,DC-DC變化,反饋電路,穩(wěn)壓電路,保護電路,,主要設計任務,1）完成驅動電路設計1：驅動電路設計2：驅動電路頻率選擇3：驅動輸出信號4：反饋電路5：芯片控制電源2）過流保護電路設計,驅動電路設計,電路結構選擇：降壓斬波控制變換電路。芯片選擇：KA3525是電壓控制型PWM控制器。1：輸出占空比接近100%2：外接關斷信號Shutdown（10腳），當Shutdown為高電平時，PWM瑣存器將立即動作，禁止SG3525的輸出。3：5.1（1.0%）V微調基準電源，提供基準電源,驅動電路頻率選擇,頻率選擇因數：1）頻率過低：開關損耗小，但是輸出電壓穩(wěn)壓困難，電源體積大。2）頻率過高：電源體積小，穩(wěn)壓容易，但是開關損耗大。3）鑒于兩者的限制因數選擇適中的開關頻率（40KHZ）KA3525頻率計算公式：F=,,,驅動輸出信號,占空比：通過對KA3525的11腳和14腳接地，使得輸出占空比OC門輸出，占空比接近100%。推挽輸出：提高輸出功率，調整輸出邏輯。,反饋電路,電壓取樣電路優(yōu)點：反應速度快，但是容易發(fā)生振蕩,芯片控制電源,芯片控制電路芯片工作電壓為8到35V，工作電源只要在范圍之內就可以了。振蕩電路由施密特觸發(fā)器CD40106完成，調節(jié)脈沖寬度控制芯片工作電源,過流保護設計,霍爾電流傳感器：,霍爾電流取樣,比較器,,,,基準電壓,PWM控制芯片,,,通過霍爾電流傳感器采樣轉變?yōu)殡妷褐蹬c基準值進行比較，比較出為高電平，把高電平信號送到KA3525的關斷信號Shutdown（10腳），禁止SG3525的輸出。,結束,,謝謝指導老師和點評老師,溫州大學城市學院本科畢業(yè)論文
摘 要
本設計根據設計的要求，設計的硬件電路，經過多次的測試，選取好的方案，最終設計出適合汽車永磁發(fā)電機穩(wěn)壓的系統(tǒng)的電路。本設計主要采用的電源芯片是電壓控制型脈寬調制SG3525，詳細介紹SG3525的特點和原理將，并對其構成的電壓控制型脈寬調制開關穩(wěn)壓電源進行了分析和實驗。SG3525具有精度可以達到（5.1±1％）V，采用了溫度補償，而且設有過流保護電路，同時應用電流控制型脈寬調制UC3842設計一個小功率的電源提供給SG3525工作的電源。功率管采用25N500V，具有開關速度快，工作電流大，耐壓高等優(yōu)點，續(xù)流二極管采用MUR1520,同樣具有速度快，電流大，耐壓高等優(yōu)點。主要電路結構主要采用降壓斬波變換電路來實現輸出電壓的穩(wěn)定。
關鍵字：永磁發(fā)電機；SG3525；變壓器
Abstract
According to the design of the design requirements, design the hardware circuit, after many tests, select a good programme, the final design of a permanent magnet motor vehicles for the generator system regulator circuit. The design of the main chip is used in power voltage-controlled PWM SG3525, detail the characteristics and principles of SG3525 will, and the composition of the voltage-controlled PWM switching power supply for the analysis and experimental. SG3525 with precision can be achieved (5.1 ± 1%) V, using a temperature compensation, but with overcurrent protection circuits, application-PWM current control UC3842 design of a small power supply available to the work of the SG3525 power. Power of a 25 N500V, a switching speed, the current work, the advantages of high pressure, the continued flow diodes used MUR1520, with the same speed, current, high pressure advantages. The main circuit used mainly buck chopper transform the output voltage circuit to achieve stability.
Keyword: permanent magnet generators; SG3525; Transformer
目 錄
第1章 緒論 1
1.1 概述 1
1.2 研究動機 1
1.3 主要工作 2
第2章 主要元器件介紹 4
2.1 SG3525的簡介 4
2.1.1 特點 4
2.1.2 工作原理 5
2.2 大功率續(xù)流二極管 6
2.3 MOSFET管簡介 6
2.3.1 MOSFET特點 6
2.3.2 MOSFET的控制方法 6
2.3.3 MOSFET的選擇 7
第3章 變壓器的繞制 8
3.1變壓器磁芯的選擇與工作點的確定 8
3.1.1 磁芯材料的選擇 8
3.1.2工作點的確定 8
3.2 變壓器主要參數的計算 9
3.2.1 確定變壓器的變比 10
3.2.2 計算初級線圈中的電流 10
3.2.3計算初級繞組圈數N1 11
3.2.4 計算次級繞組圈數N2 12
3.2.5 反饋繞組N3的估算 12
3.2.6導線線徑的選取 12
3.2.7線圈繞制與絕緣 12
3.3 變壓器繞制小結 13
第4章 SG3525應用電路 15
4.1 SG3525應用電路設計（方案一） 15
4.1.1控制原理 15
4.1.2 方案一的優(yōu)缺點分析 16
4.2 方案改進 17
4.3 改進后的SG3525電源電路（方案二） 17
4.3.1 主電路 17
4.3.2 控制電路 18
4.3.3信號放大 20
4.3.4取樣反饋 20
第5章 實驗結論分析 22
5.1穩(wěn)壓分析 22
5.2散熱分析 23
5.2.1整流二極管發(fā)熱 23
5.2.2功率開關管發(fā)熱 23
5.2.3續(xù)流二極管發(fā)熱 23
5.3噪聲分析 24
5.4 紋波分析 24
結論 26
致謝 27
參考文獻 28
附錄 29
附錄1 原理圖 29
附錄2 材料清單 30
附錄 3 光耦P521 31
附錄 4 MUR1560 32
附錄五：MOSFET管IXFH24N50 33
35
第1章 緒論
1.1 概述
近年來,隨著永磁材料的發(fā)展,車用永磁發(fā)電機以其結構簡單、比功率高、低速特性好等優(yōu)點,受到廣泛關注。由于車用發(fā)電機工作過程中轉速變化范圍很大，一般需在1000～8000 r/min以上，高檔轎車可達1000～15000 r/min，同時其負載也隨工作狀況的不同在大范圍內變動，因此如何實現大范圍變速變載條件下穩(wěn)壓輸出是車用發(fā)電機的關鍵技術之一。在目前廣泛使用的車用硅整流交流發(fā)電機中,通過調節(jié)勵磁電流實現穩(wěn)壓,而對于永磁車用發(fā)電機而言,由于采用永久磁鋼作為勵磁源,勵磁磁勢不可調節(jié)，故實現變速、變載的穩(wěn)壓輸出更加困難。目前被普遍看好的方案之一是采用三相半控橋式整流電路,但是由于本次設計的測試環(huán)境的約束，不能使用三相半控橋式整流電路。因此采用了斬波降壓式變換電路的電路系統(tǒng)來完成穩(wěn)壓。該方式可實現穩(wěn)壓，并且具有輸出紋波小，而且控制簡單。
車用永磁發(fā)電機與現有勵磁發(fā)電機相比，節(jié)能效果顯著并具有激活蓄電池功能，延長蓄電池壽命，另外由于沒有勵磁發(fā)電機的環(huán)電刷，維護工作大大下降，可靠性明顯提高，是今后汽車發(fā)電機的發(fā)展方向，但是高速低速發(fā)電輸出電壓變化大，工作電流大，穩(wěn)壓和散熱難，本次畢業(yè)設計是設計永磁發(fā)電機電子穩(wěn)壓器，要求輸出直流電壓14.5V V；工作電流90A。要做到這個大的功率的電子穩(wěn)壓器，需要的實驗條件要求很高，針對畢業(yè)設計要求設計了一個低功率的進行測試。畢業(yè)設計采用了降壓式斬波變換電路，而控制芯片的工作電源也是用他激式開關電源來完成的。
1.2 研究動機
永磁發(fā)電機有很多的優(yōu)點比如：(1)結構簡單、可靠性高 永磁式發(fā)電機省去了勵磁式發(fā)電機的勵磁繞組、碳刷、滑環(huán)結構，整機結構簡單，避免了勵磁繞組易燒毀、斷線，碳刷、滑環(huán)結構，整機結構簡單，避免了勵磁式發(fā)電機勵磁式發(fā)電機勵磁繞組易燒毀、斷線，碳刷、滑環(huán)易磨損等故障，可靠性大為提高。(2) 體積小、重量輕、比功率大 永磁轉子結構的采用，使得發(fā)電機內部結構設計排列得很緊湊，體積、重量大為減少。永磁轉子結構的簡化，還使得轉子轉動慣量減少，實用轉速增加，比功率（即功率、體積之比例）達到一個很高的值。 (3) 中、低速發(fā)電性能好,功率等級相同的情況下，怠速時，永磁式發(fā)電機要比勵磁式發(fā)電機的輸出功率高一倍，也就是說，永磁式發(fā)電機的實際等功率等級的勵磁式發(fā)電機。 (4)能顯著地延長蓄電池壽命，減少蓄電池維護工作主要原因是永磁式發(fā)電機采用的是開關式的整流穩(wěn)壓方式，穩(wěn)壓精度高，充電效果好。避免了過電流充電造成的蓄電池壽命縮短。永磁式發(fā)電機的開頭式整流輸出對蓄電池采用小電流脈沖充電，相同的充電電流充電效果更好，從而延長蓄電池的使用壽命。(5)高效率永磁式發(fā)電機是一種節(jié)能產品。永磁轉子結構免去了產生轉子磁場所需的勵磁功率和碳刷、滑環(huán)之間磨擦的機械損耗，使得永磁式發(fā)電機效率大為提高。普通勵磁式發(fā)電機在1500轉/分至6000轉/分之間的轉速范圍內平均效率只有45%至55%，而永磁式發(fā)電機則可高達75%至80%。(6)采用自啟動式穩(wěn)壓器 無需外加勵磁電源。發(fā)電機只要一旋轉就能發(fā)電。當蓄電池損壞時，只要發(fā)動機處于運行狀態(tài)，汽車充電系統(tǒng)仍可工常工作。如汽車沒有蓄電池，只要搖轉手把或溜車，也可實現點火運行。 (7)特別適合于在潮濕或灰塵多的惡劣環(huán)境下工作 (8) 無線電干擾永磁發(fā)電機無碳刷、無滑環(huán)的結構，消除了碳刷與滑環(huán)磨擦產生的無線電干擾，消除了電火花，特別適合于爆炸性危險程度較大的環(huán)境下工作，也降低了發(fā)電機對環(huán)境溫度的要求。
1.3 主要工作
本次畢業(yè)設計是設計永磁發(fā)電機電子穩(wěn)壓器，要求輸出直流電壓14.5V V；工作電流90A；過流保護電流為120A。在設計中主要完成的工作內容是完成總體方案設計；設計觸發(fā)電路；完成自動穩(wěn)壓功能；設置過留保護電路。要做到這個大的功率的電子穩(wěn)壓器，需要的實驗條件要求很高，而且無法模仿永磁發(fā)電機的發(fā)電效果，為此針對畢業(yè)設計要求設計了一個低功率的進行測試。此次調試的電壓是由調壓器提供，因此輸出的交流電壓是恒頻變壓的。所以沒有采用了
三相半控橋式整流電路的電路系統(tǒng),而是采用斬波降壓式控制系統(tǒng)。根據廠家的數據提供，永磁發(fā)電機在時速為1500r/min，到2000r/min時輸出直流電壓為14.5V左右，正常時速為6000r/min，特殊狀態(tài)為10000r/min，因此根據理論計算正常輸出電壓為58V，特殊狀態(tài)輸出電壓為97V，因此針對本次設計，主要完成輸入電壓在16V到100V之間實現穩(wěn)壓值為14.5V，在負載變化的同時不會影響到穩(wěn)壓的精確度。
第2章 主要元器件介紹
2.1 SG3525的簡介
美國硅通用半導體公司（Silicon General）推出SG3525。SG3525是用于驅動N溝道功率MOSFET。其產品一推出就受到廣泛好評。SG3525系列PWM控制器分軍品、工業(yè)品、民品三個等級。下面我們對SG3525特點、引腳功能、電氣參數、工作原理以及典型應用進行介紹。
SG3525是電壓控制型PWM控制器，所謂電壓控制型脈寬調制器是按照接反饋電壓來調節(jié)脈寬的。在脈寬比較器的輸入端直接用流過輸出電感線圈的信號與誤差放大器輸出信號進行比較，從而調節(jié)占空比使輸出的電感峰值電流跟隨誤差電壓變化而變化。開關電源的電壓調整率、負載調整率和瞬態(tài)響應特性都有提高，是目前比較理想的新型控制器。如2-1：
圖2-1SG3525內部引腳及框圖
2.1.1 特點
（1）工作電壓范圍寬：DC 8—35V；
（2）5.1 ()V 微調基準電源；
（3）振蕩器工作頻率范圍寬：100Hz?—400KHz.；
（4）具有振蕩器外部同步功能；
（5）死區(qū)時間可調；
（6）內置軟啟動電路；
（7）具有輸入欠電壓鎖定功能；
（8）具有PWM瑣存功能，禁止多脈沖；
（9）逐個脈沖關斷；
（10）雙路輸出（灌電流/拉電流）：500mA(峰值)。
2.1.2 工作原理
SG3525內置了5.1V精密基準電源，微調至 1.0%，在誤差放大器共模輸入電壓范圍內，無須外接分壓電組。SG3525還增加了同步功能，可以工作在主從模式，也可以與外部系統(tǒng)時鐘信號同步，為設計提供了極大的靈活性。在CT引腳和放電端引腳之間加入一個電阻就可以實現對死區(qū)時間的調節(jié)功能。由于SG3525內部集成了軟啟動電路，因此只需要一個外接定時電容。 SG3525的軟啟動接入端（引腳8）上通常接一個5UF 的軟啟動電容。上電過程中，由于電容兩端的電壓不能突變，因此與軟啟動電容接入端相連的PWM比較器反向輸入端處于低電平，PWM比較器輸出高電平。此時，PWM瑣存器的輸出也為高電平，該高電平通過兩個或非門加到輸出晶體管上，使之無法導通。只有軟啟動電容充電至其上的電壓使引腳8處于高電平時，SG3525才開始工作。由于實際中，基準電壓通常是接在誤差放大器的同相輸入端上，而輸出電壓的采樣電壓則加在誤差放大器的反相輸入端上。當輸出電壓因輸入電壓的升高或負載的變化而升高時，誤差放大器的輸出將減小，這將導致PWM比較器輸出為正的時間變長，PWM瑣存器輸出高電平的時間也變長，因此輸出晶體管的導通時間將最終變短，從而使輸出電壓回落到額定值，實現了穩(wěn)態(tài)。反之亦然。
外接關斷信號對輸出級和軟啟動電路都起作用。當Shutdown（引腳10）上的信號為高電平時，PWM瑣存器將立即動作，禁止SG3525的輸出，同時，軟啟動電容將開始放電。如果該高電平持續(xù)，軟啟動電容將充分放電，直到關斷信號結束，才重新進入軟啟動過程。注意，Shutdown引腳不能懸空，應通過接地電阻可靠接地，以防止外部干擾信號耦合而影響SG3525的正常工作。
欠電壓鎖定功能同樣作用于輸出級和軟啟動電路。如果輸入電壓過低，在SG3525的輸出被關斷同時，軟啟動電容將開始放電。
此外，SG3525還具有以下功能，即無論因為什么原因造成PWM脈沖中止，輸出都將被中止，直到下一個時鐘信號到來，PWM瑣存器才被復位。
2.2 大功率續(xù)流二極管
MUR1560是MOTOROLA公司的生產的，是一種大功率的快速二極管。
主要特點：
（1）最大工作電壓：600V；
（2）最大工作電流：15A；
（3）工作溫度范圍：-65°到175°；
（4）恢復時間：35ns 到60ns；
本設計要求工作電流為90A，目前選擇了MUR1560這個快速二極管作為續(xù)流，用于實物測試。
2.3 MOSFET管簡介
2.3.1 MOSFET特點
MOSFET是功率場效應管，是一種多子導電的單極型電壓控制器件。
MOSFET具有開關速度快，高頻性能好，輸入阻抗高，驅動功率小，熱穩(wěn)定性優(yōu)良，無二次擊穿，安全工作區(qū)寬和跨導線性度高等優(yōu)點，但高壓時內阻比較大，功耗大。但是在各類中小功率開關電路中應用廣泛。
2.3.2 MOSFET的控制方法
（1）控制G極相對于S極電壓為15V，可以控制MOSFET導通；
（2）在G、S極間加保護穩(wěn)壓管，一般取值為15V；
2.3.3 MOSFET的選擇
在這次畢業(yè)設計中，課題要求輸出電壓為14.5V，工作電流為90A。由于市場上無法買到大電流工作的MOSFET的管子，所以選用40A200V的功率場效應管代替，工作電流大，耐壓小，溝道就小，導通電阻就小，因此選用的MOSFET選擇耐壓值只要滿足要求就可以了，不應該過高。
第3章 變壓器的繞制
3.1變壓器磁芯的選擇與工作點的確定
3.1.1 磁芯材料的選擇
從變壓器的性能指標要求可知，傳統(tǒng)的薄帶硅鋼已很難滿足變壓器在頻率、使用環(huán)境方面的設計要求。磁芯的材料只有從坡莫合金、鐵氧體材料、鈷基非晶態(tài)合金和超微晶合金幾種材料中來考慮。坡莫合金、鈷基非晶態(tài)價格高，約為鐵氧體材料的數倍，而飽和磁感應強度也不是很高，且加工工藝復雜?？紤]到我們所要求的電源輸出功率并不高，大約為30W，因此，綜合幾種材料的性能比較，我們還是選擇了飽和磁感應強度較高，溫度穩(wěn)定性好，價格低廉，加工方便的性價比較低的鋅錳鐵氧體材料，并選以此材料作為框架的EI28來繞制本例中的脈沖變壓器。
3.1.2工作點的確定
根據相關資料，EC35輸出功率為50W，飽和磁感應強度大約在2000Gs左右。買來的磁芯，由于廠家提供的磁感應強度值并不準確，可用3-1所提供的方式粗略測試一下。將調壓器接至原線圈，用示波器觀察副線圈輸出電壓波形。將原線圈的輸入電壓由小到大慢慢升高，直到示波器顯示的波形發(fā)生奇變。此時，磁芯已飽和，根據公式：
可推知在工頻時的值。要求不高時，可根據測算出的，粗略估算出原線圈的匝數N1
(3-1)
3.2 變壓器主要參數的計算
本例中的變換器采用單端反激式工作方式，單端反激變換器在小功率開關電源設計中應用非常廣泛，且多路輸出較方便。單端反激電源的工作模式有兩種：電流連續(xù)模式和電流斷續(xù)模式。前者適用于較小功率，副邊二極管存在沒有反向恢復的問題，但MOS管的峰值電流相對較大；后者MOS管的峰值電流相對較小，但存在副邊二極管的反向恢復問題，需要給二極管加吸收電路。這兩種工作模式可根據實際需求來選擇，本文采用了后者。
設計變壓器時大多需要考慮下面問題：變換器頻率f(H2)；初級電壓U1(V)，次級電壓U2(V)；次級電流i2(A)；繞組線路參數n1、，n2；溫升τ(℃)；繞組相對電壓降u；環(huán)境溫度τHJ(℃)；絕緣材料密度γz(g／cm3)。
(1)根據變壓器的輸出功率選取鐵芯，所選取的鐵芯的戶，值應等于或大于給定值。
(2)繞組每伏匝數
(3-2)
ST是鐵芯的截面積；kT是窗口的填充系數；
(3)初級繞組電勢
(3-3)
(4)初級繞組匝數
(3-4)
(5)次級繞組電勢
E2i＝U2i (1+) (3-5)
(6)次級繞組匝數
W2i＝W0E2i (3-6)
(7)初級繞組電流
(3-7)
???????????????????????????????????????????????????
(8)次級繞組電流????
(3-8)
???????????????????????????????????????????
其中，n1、n2：分別是初級繞組和次級繞組的每層匝數。
(9)初級繞組線徑
(3-9)
????????(10)次級繞組線徑
(3-10)
????????????????????????????????????
其中，j是電流密度。
詳細的變壓器設計方法與計算相當復雜，本文參照經驗公式，依據下面的步驟設計了本例轉換器中的高頻變壓器。
3.2.1 確定變壓器的變比
根據輸出電壓U0的關系式
(3-11)
?得變比為
(3-12)
????????????????????????????????????
式中UD為整流器輸出的直流電壓。
本例中UD＝24V，f為100kHz，tON取0．5；n＝2。
3.2.2 計算初級線圈中的電流
已知輸出直流電壓U0＝±12V、5V，負載電流均為I0＝lA，則輸出功率
P0＝P1+P2+P3＝29W
開關電源的效率η一般在60～90%之間，本例取η＝0.65，則輸入功率為
初級的平均電流為
假定初級線圈的初始電流為零，那么，在開關管的導通期tON里，初級線圈中的電流心便從零開始線性增長到峰值I1P
3.2.3計算初級繞組圈數N1
初級繞組的最小電感L1為
根據輸出功率P的大小，選用適當的磁芯，其形狀用環(huán)形、EI形或罐形均可，本例采用EI28，該類型的鐵芯在f＝50kHz時，功率可達到60W，在f＝100kHz時，輸出功率可達到90W。
匝
式中Ilp—初級線圈峰值電流，A；
L1—初級電感，H；
S—磁芯截面積，mm2；
Bm—磁芯最大磁通密度，T。
3.2.4 計算次級繞組圈數N2
匝
即±12V分別繞5匝，5V繞3匝。
3.2.5 反饋繞組N3的估算
反饋繞組匝數的確定，要求既能保證開關元件的飽和導通又不至于造成過大損耗。根據UC3842的要求，反饋繞組的輸出電壓應在13V左右。因此，
匝
3.2.6導線線徑的選取
根據輸入輸出的估算，初線線圈的平均電流值應該允許達到2A。
(1)初級繞組
初級繞組的線徑可選d＝0.80mm，其截面積為0.5027mm的圓銅線。
(2)次級繞組
次級繞組的線徑可根據各組輸出電流的大小，利用原級相同線徑采用多股并繞的辦法解決。為了方便線圈繞制，也可選用線徑較粗的導線。由于工作頻率較高，應考慮集膚效應的影響。
3.2.7線圈繞制與絕緣
繞制開關變壓器最重要的問題是想辦法使初、次級線圈緊密地耦合在一起，這樣可以減小變壓器漏感，因為漏感過大，將會造成較大的尖峰脈沖，從而擊穿開關管。因此，在繞制高頻變壓器線圈時，應盡量使初、次級線圈之間的距離近些。
具體可采用以下方法：
(1)雙線并繞法
將初、次級線圈的漆包線合起來并繞，即所謂雙線并繞。這樣初、次級線間距離最小，可使漏感減小到最小值。但這種繞法不好繞制，同時兩線間的耐壓值較低。
(2)逐層間繞法
為克服并繞法耐壓低、繞制困難的缺點，用初、次級分層間繞法，即1、3、5行奇數層繞初級繞組，2、4、6等偶數層繞次級繞組。這種繞法仍可保持初、次級間的耦合，又可在初、次級間墊絕緣紙，以提高絕緣程度。
(3)夾層式繞法
把次級繞組繞在初級繞組的中間，初級分兩次繞。這種繞法只在初級繞組中多一個接頭，工藝簡單，便于批量生產。
本例中，為減小分布參數的影響，初級采用雙線并繞連接的結構，次級采用分段繞制，串聯相接的方式，即所謂堆疊繞法。降低繞組間的電壓差，提高變壓器的可靠性。在變壓器的絕緣方面，線圈絕緣應盡量選用抗電強度高、介質損耗低的復合纖維絕緣紙，提高初、次級之間的絕緣強度和抗電暈能力，本例中，因為不涉及高壓，絕緣問題不必特殊考慮。
3.3 變壓器繞制小結
繞制脈沖變壓器是制作開關電源的重要工作，也是設計與制作過程中消耗大量時間和主要精力的工作。變壓器做得好，整個設計與制作工作就完成了70%以上。做得不好，可能就會出現停振、嘯叫或輸出電壓不穩(wěn)、負載能力不高等現象。在變壓器的溫升<35℃，繞制良好的脈沖變壓器的工作效率可達到90%以上，且波形質量優(yōu)異，電性能參數穩(wěn)定。在100kHz的使用條件下，脈沖變壓器的體積可以大大減小。繞制變壓器時，要盡最大的努力保證以下幾點：
(1)即使輸入電壓最大，主開關器件導通時間最長，也不至于使變壓器的磁芯飽和。
(2)初級線圈與次級線圈的耦合要好，漏電感要小。
(3)高頻開關變壓器會因集膚效應導致電線的電阻值增大，因而要減小電流密度。通常，工作時的最大磁通密度取決于次級線圈。
(3-13)
(4)一般來說，采用鐵氧體磁芯E128時，要把Bm控制在3kGs以下。
第4章 SG3525應用電路
4.1 SG3525應用電路設計（方案一）
應用一的主電路的控制電路如4-1：
圖4-1 方案一主電路
4.1.1控制原理
晶閘管（SCR）整流方式有兩種，一種是SCR共陰整流二極管共陽的方式，第二種是SCR共陽整流二極管共陰的方式。選擇第一種的方式，在每相切換導通的時候，由于SCR的反相漏電，導致發(fā)熱很嚴重，必須在這個上串聯上整流二極管，才能避免，但是成本就加大很多。
因此我們選擇了第二種的整流方法，采用SCR共陽整流二極管共陰，這樣就有效的解決了SCR發(fā)熱的問題，而且成本沒有增加，并且這種方法是最簡單的方案。
該電路的晶閘管的控制部分是由PWM控制專用集成芯片來完成，利用PWM來控制晶閘管的控制級，因此晶閘管的通斷周期是固定，導通關斷的時間隨著具體的工況變化而變化，以實現穩(wěn)壓.當發(fā)電機低速運行時，由發(fā)電機輸出交流電壓較低，為使輸出整流電壓達到穩(wěn)壓值，每個PWM周期整流器所需導通時間較長，此時電壓調節(jié)器產生的PWM控制信號u3 較低，使u8 低電平時間較長。而當發(fā)電機高速運行時，相應u3 較高，u8 的低電平時間縮短，整流器導通時間減少，即在每個PWM周期中發(fā)電機的實際輸出時間減少，這樣隨著負載及轉速的變化，由電壓調節(jié)器通過改變u3電壓的高低，調節(jié)PWM信號的占空比,就可以改變在一個PWM周期中晶閘管整流器的工作時間，從而實現發(fā)電機在變速、變載工況下的恒壓輸出,相應波形如3-2所示。
（a）低速 （b）高速
圖4-2 芯片內部脈沖處理
但是方案一的控制頻率由PWM集成芯片上的電阻RT 和電容CT 用于確定振蕩器產生的鋸齒波的頻率，這一頻率的選擇對于PWM控制式整流穩(wěn)壓電路具有重要意義，其選取原則是:應使該電路在導通時間最短的工況下，每個PWM周期中晶閘管導通期間包含足夠多的脈波數。若頻率過高，由于在一定工況下為使輸出電壓穩(wěn)定對應的占空比一定，則意味著每個PWM周期中半控整流橋的導通時間很短,電壓脈波數很少，這樣考慮到晶閘管在觸發(fā)脈沖消失后的關斷滯后問題，會使各PWM周期中的實際導通脈波數出現明顯波動，從而導致輸出電壓波動、穩(wěn)壓精度降低等問題。
4.1.2 方案一的優(yōu)缺點分析
方案一的優(yōu)點在于，主電路簡單，整流和調壓一起完成，電路設計成本低，但是由于方案一的電路結構，如果控制信號是通過控制晶閘管的導通相角來輸出電壓，整個電路設計將會很復雜。因此使用PWM來控制晶閘管的導通脈沖波來控制輸出電壓，穩(wěn)壓效果差，原因是因為當反饋電路檢測到輸出電壓達到14.5V的時候，控制芯片關閉晶閘管，但是晶閘管導通就要完成半個周期，因此不能及時關閉，使得輸出電壓無法穩(wěn)定，另外方案一工作頻率低，在工作頻率低的情況下，穩(wěn)壓效果差，由于整個畢業(yè)設計的模擬仿真的環(huán)境需要在一個變頻變壓的環(huán)境進行，但是目前只有使用調壓器進行仿真，所以制作效果更差，并且經過計算，此電路結構的穩(wěn)壓器，功耗發(fā)熱較大。
4.2 方案改進
由于仿真環(huán)境為調壓器，輸出電壓的頻率為50HZ，跟汽車永磁發(fā)電機的真實環(huán)境不吻合而且此電路結構系統(tǒng)所消耗的功耗較大，鑒于這兩個缺點，改用降壓式斬波開關電源控制方式。斬波控制方式克服了永磁發(fā)電機的輸出電壓的變頻的缺點，利用控制開關電源的開通和關斷時間老控制輸出電壓的平均值。
4.3 改進后的SG3525電源電路（方案二）
4.3.1 主電路
改進后的SG3525開關電源主電路主要分為主電路和控制電路還有反饋電路以及保護電路四部分。下面對于各個部分進行詳細分析。
主電路原理圖如4-3所示：
(4-3)
主電路主要采用降壓斬波變換電路。首先通過三相整流，由功率mosfet管通過調節(jié)占空比，調節(jié)輸出電壓，其公式是
(4-1)
D為占空比，脈寬控制頻率的選擇要適當，如果脈寬頻率過快，濾波容易，但是功率管的開關損耗就增大，如果頻率小，則濾波電感電容就會很大，占用很大的空間。Mosfet管并聯一個RDC，一般R選值為100歐姆，C為0.001uF，二極管選擇高速開關二極管，主要防止浪涌電壓的振蕩。輸出由一個LC組成的濾波電路，電壓紋波的和輸出電壓的比值可以以下面的公式表示
(4-2)
通斷頻率
(4-3)
適當選擇輸出端低通濾波器的截止頻率fc，即使得fc小于fs，這樣就使輸出紋波降到最小。
主要決定了一個電路的系統(tǒng)，就如一座高樓大廈，需要有個框架一樣，一個不合理的設計系統(tǒng)，會使整個電路無法完成功能。根據設計的要求，最終選擇了斬波降壓式控制電路，該電路系統(tǒng)的整流結構除了因為輸入電壓的頻率引起的開關損耗，輸出不會受到輸入電壓頻率的影響，給調試提供了一個很好的環(huán)境。
4.3.2 控制電路
SG3525控制電路如4-4圖：
圖4-4 SG3525PWM控制部分
SG3525是一款內部自帶基準電源的脈寬控制芯片，基準電源由16腳輸出，提供反饋電壓的比較，通過調節(jié)R18，調節(jié)基準值到同相輸入端2腳于反饋值進行比較。當芯片具有軟啟動功能，當芯片上電，軟啟動功能由8腳上的C6完成，一般在SG3525設計中，軟啟動電容值選擇多為5Uf。芯片的脈寬頻率由C9和R8，R17來決定。開關頻率
（4-4）
公式中的RT對應著原理中的R17，RD對應著圖中的R8，
振蕩電路： 由一個雙門限電壓均從基準電源取得，其高門限電壓 V H = 3.9 V，低門限電壓 V L = 0.9V ,內部橫流源向CT 充電，其端壓VC 線性上升，構成鋸齒波的上升沿，當Vc = V H 時比較器動作，充電過程結束，上升時間t1 為
（4-5）
比較器動作時使放電電路接通，CT 放電，VC 下降并形成鋸齒波的下降沿，當
Vc = V L 時比較器動作，放電過程結束，完成一個工作循環(huán)，下降時間間t2 為
（4-6）
t2時間也是占空比的死區(qū)時間，通過調節(jié)Rd調節(jié)死區(qū)。占空比輸出腳11腳和14腳分別輸出分別為50%的占空比，但是設計中需要100%的占空比，如果使用11腳和14腳就無法輸出需要的占空比，因此根據芯片內部的結構，腳11腳和14腳接地，是13腳OC門經過上拉輸出，這樣就使得占空比輸出接近于100%（由于死區(qū)的存在，無法達到100%）。9腳上的R4和C3對于反饋進行補償，調節(jié)反饋系數。
在控制電路中，鑒于開關電源的頻率限制，選擇了開關頻率為40KHZ左右。根據公司
（4-7）
對于電阻R8，R17和電容C9進行取值，保證開關頻率的適中，使得功率MOSFET不會因為開關頻率過高造成過高的開關損耗，也保證輸出電壓不會因為頻率過低造成濾波困難。由16腳內部基準電源提供的同相輸入比較電壓為2.33V，只有采樣反饋電壓固定在2.33V，才能穩(wěn)定輸出電壓在14.5V左右。
4.3.3信號放大
驅動信號放大圖如4-5：
圖4-5 推挽輸出
驅動信號主要使用是配對三極管S8050和S8550構成推挽進行功率放大，為了防止信號延遲，在R6和R7之間并聯加速電容C2和C8，而D8和D12也是為了加快三極管的關斷時間，通過二極管的壓降0.7V，當B極為低的時候將B極拉低，從而在增加驅動功率的同時對波形整形。
4.3.4取樣反饋
取樣反饋電路如4-6:
圖4-6 反饋電路
反饋主要采用光耦進行隔離，主要是因為畢業(yè)設計采用的功率MOSFET管為N溝道的40N20，要想控制MOSFET導通，G極相對于S極的電壓為15V左右，所以芯片的工作地與電源輸出的地不是同一個地，因此需要進行隔離。光耦主要的優(yōu)點，起到隔離作用，使用光隔離，抗干擾能力強，反應速度快。光耦使用主要遵循來設計電阻的取值。
對于功率管的選擇主要是使得電壓保留2到3倍的余量，電流保留1.5到2倍的余量，保證材料工作在一個安全的工作環(huán)境。
第5章 實驗結論分析
5.1穩(wěn)壓分析
問題一：本課題設計要求輸出電壓為14.5V V，電流要求為90A，但是這個大的電流在實驗中試驗比較麻煩。因此我們就先作1A到4A的例子進行演示。根據電路圖，使得負載在 0 到200歐姆進行調節(jié)，測量輸出電壓，輸出電壓在有所波動。類似與5-1的變化
圖5-1 負載為50歐姆
此圖是假設為負載為50歐姆的時候，輸出電壓為14.5V，滿足設計要求而且根據輸出電壓的升高電壓符合設計要求，在要求14.5V前提下上下波動0.2V，但是當輸出負載為3歐姆的時候如5-2圖
圖5-2 負載為3歐姆
輸出平均電壓為14.0V，當負載為3歐姆的時候，輸出電流較大。在開關電源為導通期間，輸出濾波電容電感存儲能量，當關斷的時候由電容和電感進行維持，但是負載較重，放電快，導致整體輸出平均電壓下降。
解決方法：調節(jié)反饋靈敏度，時間常數合理，使得反饋跟上響應。
問題二：在測量輸出電壓值，電壓值在以14.5V為中心在上下波動，但是波動值遠遠超出了設計要求0.2V。
解決方法：分析現象原因，是反饋網絡的參數不精確造成。其一是光耦隔離兩端的電阻參數取值不對。改善電阻的取值，輸出電壓就明顯變好。其二是SG3525的9腳，誤差放大系數的調整，在最初的設計中使用的補償電容是0.1uF（104），無法使得輸出電壓精確穩(wěn)壓，在修改補償電容的值為0.001uF(102)，輸出電壓也變得精確，滿足設計要求。
5.2散熱分析
對于本設計，不同的電路結構會散熱有很大的影響。設計之前對于方案一和方案二進行功耗比較，選擇了方案二進行設計。但是方案二仍有很大的發(fā)熱現象。主要的散熱元件為整流二極管，功率開關管，續(xù)流二極管。經過測試永磁發(fā)電機的輸出電壓在幾十伏到幾百伏左右，而且頻率也在16Hz到160Hz之間變化。
5.2.1整流二極管發(fā)熱
假設整流二極管的壓降為1V，設計工作電流為90A，占空比為0.1，輸入電壓為100V，6只整流二極管。
則功耗為：
再加上整流二極管的開關損耗，哪么6只整流二極管的總體損耗可以超過100W，這么大的功率在通過材料表面進行散熱，材料表面溫度會很高。
5.2.2功率開關管發(fā)熱
假設功率開關管的壓降為1V，設計工作電流為90A，占空比為0.1，輸入電壓為100V。
則功耗為：
另外還有加上幾十KHZ的開關損耗，溫度同樣比較高。
5.2.3續(xù)流二極管發(fā)熱
假設續(xù)流二極管的壓降為0.5V，設計工作電流為90A，占空比為0.9，輸入電壓為100V。
則功耗為：
同樣續(xù)流二極管也存在開通關端的損耗，因此溫度也會很高。
經過實驗的溫度，工作電流為1.3A左右，測量開關管的溫度和續(xù)流二極管的溫度如下表5-3：
輸入電壓
輸出電壓
開關管（溫度）
續(xù)流二極管（溫度）
輸出電流(A)
30V
14.57V
30
40
1.26
70V
14.59V
33
47
1.26
90V
14.59V
40
52
1.3
表5-3 測試值
仔細觀察這一段數據，當輸入電壓升高的時候，續(xù)流二極管的溫度變的更高。
解決方法：在電路中發(fā)熱元件添加散熱片，通過風冷進行散熱。
散熱片的選擇，一般選擇材料為銅，銀或鋁，根據成本的分析一般最實用的為鋁，另外表面積越大越好，顏色一般為黑色最佳。在散熱片和材料的安裝中，在兩者之間涂硅油，使得能更好的接觸，有利于散熱。
5.3噪聲分析
在試驗中，調節(jié)負載和輸入電壓，電感會有程度不同的噪音產生。但是開關電源從原理設計上，就會存在噪音的存在，只有在某個程度上對于噪音進行控制，使得噪音降到最小。
解決方法：增大電感的縫隙，提高電感的線性度，避免電感因磁芯飽和產生噪聲。另外改善反饋網絡，調節(jié)誤差放大器上的補償網絡，讓芯片輸出占空比控制接近理想狀態(tài)。
5.4 紋波分析
在實驗測試中，輸出電壓的紋波比較嚴重，根據分析主要是開關狀態(tài)導致的紋波，此紋波的頻率在5MHz左右，幅值在2.2V左右，開關電源的最大的困難就是紋波的產生，但是由于開關電路本身的結構原因，無法將紋波徹底消除，只能在某個程度上降低紋波的產生，保護負載由于紋波而產生不必要的功率損耗。
解決方法：針對這個紋波，對于輸出電壓進行了二次濾波，根據公式
(5-1)
根據計算，f=5MHz,電容選用4700Uf,電感根據計算電感選用，需要的電感值很小，在磁芯上繞了5圈的，經過二次濾波，輸出電壓的紋波幅值在700mV，隨著負載的變化，紋波只增加一倍1.4V。
結論
在這次的畢業(yè)設計中，通過長久的實驗測試，使用降壓斬波變換電路可以完成本次畢業(yè)設計的要求，而且降壓斬波控制方式有穩(wěn)壓精確，紋波小的優(yōu)點。但是之前由晶閘管進行控制的方案，如果在一個變頻變壓的測試環(huán)境下，也可實現設計要求。由于測試要求有限和功耗問題，改變了設計的方案。在新的方案中，完成了在斬波控制方式下，實現了輸出電壓的穩(wěn)壓和功耗的測試。證明了在大功率永磁發(fā)電機電子穩(wěn)壓器也能滿足。
致謝
經過半年的忙碌和工作，本次畢業(yè)設計已經接近尾聲，作為一個本科生的畢業(yè)設計，由于經驗的匱乏，難免有許多考慮不周全的地方，如果沒有導師的督促指導，以及一起工作的同學們的支持，想要完成這個設計是難以想象的。
在這里首先要感謝我的導師劉希真老師。劉老師平日里工作繁多，但在我做畢業(yè)設計的每個階段，從查閱資料，電路設計確定和修改，中期檢查，后期詳細設計，論文等整個過程中都給予了我悉心的指導。我的設計課題比較煩瑣，但是劉老師仍然細心地糾正原理圖中的錯誤。除了敬佩劉老師的專業(yè)水平外，他的治學嚴謹和科學研究的精神也是我永遠學習的榜樣，并將積極影響我今后的學習和工作。
其次要感謝和我一起作畢業(yè)設計的陳嬪嬪同學，她在本次設計勤奮努力，和我一起完成此次畢業(yè)設計，并承擔了大部分的繁瑣工作。如果沒有她的配合，此次設計的完成將變得更加困難。
然后還要感謝大學四年來所有的老師，為我們打下電子專業(yè)知識的基礎；同時還要感謝所有的同學們，正是因為有了你們的支持和鼓勵。此次畢業(yè)設計才會順利完成。
??? 最后感謝溫州大學城市學院四年來對我的大力培養(yǎng)。
參考文獻
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附錄
附錄1 原理圖
附錄2 材料清單
序號
編號
規(guī)格/型號
數量
序號
編號
規(guī)格/型號
數量
1
C1,C10,C13
102
3
20
R15,R16,R17,R18
R19,R20
5K(可調電阻)
6
2
C2,C8
201
2
21
R24
20
1
3
C3,C9,C14
103
3
22
U1
SG3525
1
4
C4,C16
4700uF/35v
2
23
U3,U4
P521
2
5
C6
5uf/25V
1
24
T1（變壓器）
1:3
1
6
C7,C12,C5
470Uf/35v
3
備注：其中變壓器，電感都為自制
7
C17,C18
104
2
8
D1-D7
30A/600V
7
9
D8,D12
1N4148
2
10
D9
MUR1560
1
11
D10
1N4007
1
12
L1
1.018Mh(自制)
1
13
Q1
25A/500V
1
14
Q3,Q4
S8050,S8550
2
15
R1,R8
100
2
16
R2,3,R5,R6,R7,R9,R11
10K
6
17
R4,R10
150K
2
18
R12,R13
1K
2
19
R14,R22,R23
2K
3
附錄 3 光耦P521
光耦P521的傳輸比資料
附錄 4 MUR1560
MUR1560資料
附錄五：MOSFET管IXFH24N50
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